Hybrid-Buffer

Wie im Kapitel Transistoren beschrieben werden als Hybriden Schaltungen verstanden, die Kombination verschiedener aktiver Bauteile darstellen, z.B. Röhren mit Transistoren, bipolare Transistoren mit MOSFETs oder JFETs. Ziel ist es bestimmte Eigenschaften der Bauteile auf positive Weise zu kombinieren und negative Effekte zu vermeiden. Ich bespreche in erster Linie Buffer die JFETs, MOSFETs und bipolare Transistoren verwenden.

(kaskodierter) Hybrid-Darlington-Buffer

Fig1
Fig1

Die Probleme der einfachen JFET-Buffer an niedrohmigen Strom-hungrigen Lasten, lassen sich durch geringen Mehraufwand umgehen, in dem zusätzliche Strom liefernde Transistoren zugeschaltet werden.

In Schaltung a) wird der JFET J1 als Sourcefolger betrieben. Sein Sourcestrom erzeugt einen Spannungsabfall am Widerstand R1, der gleichzeitig die Basisspannung des bipolaren Transistors Q1 darstellt. Ist der Spannungsabfall genügend groß öffnet Q1 und sein Emitterstrom addiert sich am Ausgang Out zu dem Sourcestrom des JFET. Mit dem Emitterwiderstand R2 lässt sich der Stromanteil genau einstellen und die Toleranzsensitivität des Q1 verringern.

Die Schaltung erlaubt die Verwendung hochohmiger Sourcewiderstände R1, wodurch die typischen großen Toleranzen von JFETs aufgefangen werden.

Der bipolare Q1 übernimmt den Grossteil des Stromes und sorgt für einen niedrigen Ausgangswiderstand. Daher kann für J1 ein vergleichsweise steiler Kleinleistungs JFET verwendet werden, z.B. ein 2N/MMBF/SST 4393 oder 4392. Es muss nur sichergestellt sein, das im Arbeitspunkt seine Gate-Sourcespannung größer als die notwendigen ca. 700mV Basisspannung des bipolaren Transistors ist.

Damit scheiden aber bekannte Audio-Typen wie 2SK170 oder BF862 eher aus, bzw. müssen geeignete Kandidatenen ausgemessen werden.

 

Schaltung b) erweitert die erste in dem der JFET J1 durch einen zweiten JFET kaskodiert wird. Hierbei ist J2s Gate-Source-Spannung gleichzeitig die Drain-Source-Spannung des J1. Der Strom durch J1 und J2 ist identisch. Aufgrund der Steilheit des J2 ändert sich seine Gate-Source-Spannung kaum mit dem schwankenden Signalstrom. Das bedeutet, das J1 unter nahezu konstanter Drain-Source-Spannungs-Bedingung arbeitet.

Das führt zu deutlich verringertem Klirr und J2 übernimmt einen größeren Teil der Verlustleistung von J1.

Die Gate-Source-Spannung von J2 sollte >>-2V im Arbeitspunkt betragen, damit J1 im linearen Bereich seiner Id-Vds Kurve arbeitet.

Geeignet ist hier z.B. ein 2N/MMBF/SST 4391.

Allerdings wird der Aussteuerbereich der Schaltung geringer. Es muss eben J2s Drain-Source-Spannung von der Versorgungsspannung abgezogen werden.

Zudem könnte Oszillation auftreten, die Kondensator C1 kompensiert.

 

Fig.2
Fig.2

Als vollständige Schaltung könnte das wie in Fig.2  aussehen.

Man erkennt leicht einen oberen Teil und einen nahezu identischen unteren Teil der Schaltung. Der obere Teil kann als der signalführende Teil angesehen werden. Der untere Teil bildet die Laststromquelle, die bei a) als Konstantstromquelle und im Fall b) als modulierte Stromquelle ausgebildet ist. Version b) hat den Vorteil, das ein höherer Maximalstrom in die angeschlossene Last gepumpt werden kann, bzw. niederohmigere Lasten erlaubt sind.

Dazu ist Widerstand R9 in die Spannungsversorgung des oberen Teils des Buffers geschaltet. Der Spannungsabfall über dem Widerstand ist proportional dem Stromfluss durch den oberen Bufferteil und darin ist neben dem Ruhestrom-bedingten Gleichanteil auch das Audiosignal enthalten. Die Spannung an Punkt mo wird über Kondensator C5 gleichspannungsfrei auf das Gate der Stromquelle gekoppelt.

Sie moduliert die Stromquelle derart, das oberer und unterer Teil der Schaltung gegensinnig, also in PushPull arbeiten.

Der Widerstand R10 in der negativen Spannungsversorgung dient nur dazu gleiche Verhältnisse wie im positiven Zweig zu schaffen.

Ohne R10 wären die Verlustleistungen von J4 und Q2 höher und ungleich denen von J3 und Q1.

 

Diese Grundschaltungen lassen sich noch variieren in dem beispielsweise an Stelle des N-NPN-Darlingtons ein kompementärer N-PNP-Darlington eingestzt wird. Das führt uns dann zum:

Hybrid-Compound Buffer

Fig.3
Fig.3

Der Hybrid-Compound Buffer ist dem einfachen Hybrid-Darlington-Buffer aus Fig.1a sehr ähnlich. Nur das hier die Basis des bipolaren Slaves nicht an der Source des jeweiligen Master-JFETs aufgelegt ist, sondern an dessen Drain. Die bipolaren Slaves sind von komplementärer Art, PNPs.

Der Sourcewiderstand wandert ebenfalls zum Drain des JFETs. Der Spannungsabfall über dem Drainwiderstand steuert den bipolaren Slave.

Ein nahezu identischer Hybrid-Compound Transistor bildet den ´negativen´ Teil der Schaltung, die Stromquelle, welche über den Abgriff ´mo´ für grössere Stromlieferfähigkeit moduliert wird. Der Grad der Modulation ist abhängig von der Stellung des Poti P1 und von der zu treibenden angeschlossenen Last. Die Stromamplitude der Stromquelle steigt mit sinkender Lastimpedanz. Zur Einstellung wird die niederohmigste zu erwartende Last angeschlossen und ein Sinus auf den Eingang gegeben. Die Stromamplituden durch R6 und R11 werden dann mit P1 auf größte Symmetrie angeglichen.

Zuvor sollte jedoch der Ausgang auf geringsten Offset abgeglichen worden sein.

Dazu wird der Eingang auf gnd kurzgeschlossen und mit R8b, bzw. P2 auf 0V Ausgangsoffset getrimmt.

Durch weglassen des Potis P1 und Änderung von R2 auf 220Ohm ist der Modulationgrad fest eingestellt. Das ist sinnvoll bei hochohmigen Lasten.

Was ergibt die Compound Schaltung an Unterschieden?

  • die JFETs können Typen mit geringerem Idss sein (Audio-Typen)
  • Es entsteht ein kurz und stark gegengekoppelter hybrider Super-Transistor mit sehr hohem Eingangswiderstand, sehr kleinem Ausgangswiderstand, hoher Stromlieferfähigkeit und extrem geringen Verzerrungen. Der Verbund arbeitet sehr linear, weil die Stromamplitude des Master-JFETs sehr klein wird.
  • Die Aussteuerungsgrenze reicht bis fast in die Betriebsspannung. Umgekehrt können die Betriebsspannungen niedriger angesetzt werden um die Verlustleistungen klein zu halten. Die Schaltung in Fig.3 arbeiet auch problemlos an +-9V.
  • Da die Drainspannung mit großem Hub auftritt sind die Versorgungsspannungen bei vielen ´Audio-JFETs´ ohnehin auf relativ geringe Werte limitiert. Die Verlustleistung der JFETs muss beachtet werden. Ebenso die Gefahr des Latch-Ups, das bei hohen Drain-Source-Spannungen, hohen Drain-Strömen und hohen Temperaturen durch die enorm ansteigende Gate-Leckage droht.

Hybrid-Compound-Super-Buffer oder Calvin-Buffer

Calvin-Buffer
Calvin-Buffer

Der Hybrid Compound Super Buffer erweitert die Grundschaltung um einen kaskodierenden JFET.

Es stellt also eine Art Sziklay-Paar dar, bei dem der steuernde Transistor durch die JFET-Kaskode ersetzt ist.

Die Kaskode hält die Drain-Source Spanung auf einem nahezu konstanten und niedrigen Wert. Das hat den Vorteil das der Master-JFET nahezu unter konstant-Spannungs und -Strom Bedingungen arbeitet.

 

Daraus ergeben sich die Unterschiede:

  • Die Schaltung arbeitet in niedrige Lastimpedanzen noch verzerrungsärmer
  • Die Master-JFETs können Typen mit geringer maximaler Drain-Source- bzw. Drain-Gate-Spannung sein.
  • Die Gefahr des Latch-Up ist geringer.
  • Die Aussteuerungsgrenze ist um ca. die doppelte Gate-Source-Spannung des kaskodierenden JFETs geringer. Zwar clippt darüber der Buffer nicht, aber die Verzerrungen steigen deutlich. Clipping tritt bei etwa der  Versorgungsspannung minus Ugs des Kaskode-JFET auf.

Die Hesener-Paradise Version entstand als Spin-off aus dem Original um den Ausgangspuffer der originalen Paradise Phono von Joachim Gerhard  zu pimpen. Jener bestand aus einer zweifelsfrei guten JFET-Kaskode. Bei der Hesener-Paradise Version ist der Modulationgrad fest eingestellt.

Der in der Folge dann ´Calvin-Buffer´ getaufte HybridCompound Super Buffer scheint allen ´Wechslern´ besser gefallen zu haben.

Mit mittlerweile über 1.000 Platinensätzen ist der Buffer ein sehr erfolgreiches Nachbau- und Group-Buy-Projekt.

Im DIY-Audio Forum findet sich der Original Thread "Preamp-Buffers - simple idea" unter http://www.diyaudio.com/forums/analog-line-level/226099-preamp-buffers-simple-idea.html

Calvin-Buffer mit DC-Servo

Calvin-Buffer mit DC-Servo - Prinzip
Calvin-Buffer mit DC-Servo - Prinzip

In der obigen Schematic "Calvin-Buffer" kann der Ausgangs-Offset mit R8b bei der Hesener-Paradise-Version und mit P2 beim Original auf 0V abgeglichen werden. Das spart einen Ausgangskoppelkondensator mit teils sehr hoher Kapazität, falls niederohmige Lasten wie Kopfhörer oder gar ein Lautsprecher getrieben werden sollen. Am Eingang des Buffers kann bei Bedarf ein Koppelkondensator vorgeschaltet werden, der aufgrund der hohen Eingangimpedanz von kleiner Kapazität sein darf (>100nF) und auch als hochwertige Folie kompakt, gut und günstig ist.

Der Abgleich des Offsets über das Poti funktioniert ausgezeichnet ist aber fix.

Temperatur bedingtes wandern des Offsets und Alterung werden nicht ausgeglichen. Dafür muss entweder der Ausgangs Kondensator her, oder ein aktiver DC-Servo. Die meisten Servos sind als Integratoren erster Ordnung (-6dB/oct) geschaltet und speisen meist eine Korrekturspannung in einen Eingang der Schaltung ein. Der Servo hier funktioniert anders, indem er direkt den Ruhestrom regelt.

Und das funktioniert so:

Ohne Servo sind der obere und untere Teil der Schaltung gleich und demnach auch R7 und R12. Das sind die Widerstände die den Ruhestrom einstellen.

Mit Servo wählen wir nun R12 kleiner als R7. Es fliesst dann ein grösserer Strom durch den unteren Teil und es kommt zu einem negativen Offset am Ausgang.

Jetzt kommen der Servo und Q3 ins Spiel.

Nehmen wir an, das die Basis von Q3 zunächst auf 0V Potential liegt. Da der Emitter über R20 an der positiven Betriebsspannung hängt steuert Q3 auf und es fliesst ein Strom von der negativen Betriebsspannung über R21, R12, Q3 und R20 zur positiven Betriebsspannung. Der Strom aus der negativen Betriebsspannung teilt sich auf  in den Strom durch den unteren Bufferteil und den durch Q3. Es muss jetzt nur sicher gestellt sein, das der Spannungsabfall über R12 durch den zusätzlichen Strom genauso groß wird wie der Spannunsabfall über R7. Das lässt sich durch geeignete Wahl von R20 voreinstellen.

Jetzt kommt der Servo ins Spiel.

Ein beispielsweise negativer Offset am Schaltungspunkt ´dc´ durch zu grossen Strom im unteren Bufferteil bewirkt einen ebenfalls negativen Offset am Ausgang des Servos (an R19), da dieser in nichtinvertierender Konfiguration beschaltet ist. Das steuert die Basis von Q3 ebenfalls ins Negative und damit Q3 weiter auf. Es fliesst ein grösserer Strom über R12, R21, Q3 und R20.

Der Spannungsabfall über R12 steigt, wodurch der den Buffer steuernde J2 zu steuert und den Strom durch den unteren Bufferteil insgesamt absenkt.

Der Betrag der Offsetspannung am Punkt ´dc´ sinkt.

Bei einem positiven Offset funktioniert es genau anders herum.

Es reicht sicher aus, einen Regelbereich um 10% des Ruhestroms zu wählen.

Das bedeutet eine 10%ige Verkleinerung des Wertes von R12.

Im Schaltbild fließen durch R7 49mA und durch R12 54mA. Die Differenz von 5mA übernimmt der Servo. Insgesamt kann der Servo dann +-5mA um den Ruhewert als Korrekturstrom, also von 0-10mA ausregeln.

Das reichte sogar aus um - wenn beide Bufferhälften ansonsten identisch sind, einen Eingangsoffset von etwa +-20mV auszuregeln und durchaus auch noch den Eingangskoppelkondensator einzusparen.

Ein weiterer Vorteil ist darin zu sehen, das nicht wie üblich die Signalspannung durch die Korrekturspannung des Servos überlagert wird, sondern unmittelbar der den Offset erzeugende Ruhestrom geregelt wird.

Der Servo ist damit quasi kein Teil des direkten Signalweges.

Der Servo regelt zudem umso genauer, je höher der Verstärkungsfaktor ist.

Bei DC arbeitet der OPAmp unter openloop Bedingungen, d.h mit seinem ohnehin schon sehr großen openloop Verstärkungsfaktor. Q3 arbeitet ebenfalls als Verstärker, sodaß sich die Verstärkungsfaktoren multiplizieren. Dadurch erzielt dieser Servo eine sehr große Empfindlichkeit und Präzision.

Es erstaunt schon ein wenig das diese Art DC-Servo so selten in anderen Schaltungen eingesetzt wird.