Single-Ended Buffer (SE-Buffer)

Bild 1
Bild 1

Die einfachste Variante eines SE-Buffers ist der Emitterfolger, der auf einen Arbeitswiderstand als Last arbeitet. Das Signal wird über den Kondensator C gleichspannungsfrei ausgekoppelt.

Über die Basisvorspannung und den Emitterwiderstand wird ein Ruhestrom eingeprägt, der größer als der maximal zu erwartende Laststrom in eine angeschlossene Last sein muss.

Die Verstärkung beträgt knapp 1 (typisch zwischen 0,95 und 0,99).

Das Verzerrungsniveau ist mittelprächtig, für Audio aber durchaus ausreichend gering.

Nachteilig ist die geringe Effizienz von max. 12,5%.

Die kann auf 25% erhöht werden, wenn an Stelle des Arbeitswiderstandes eine Stromquelle eingesetzt wird. Das kann eine Transistor-Stromquelle aber auch eine entsprechend ausgelegte Induktivität sein.

 

Bild 2
Bild 2

Die Stromquelle steigert die Linearität der Schaltung. Geringere Verzerrungen, gesenkter Ausgangswiderstand und auf bis zu 25% gesteigerte Effizienz sind die Folge für den geringfügig größere Bauteilaufwand. Der Verstärkungsfaktor liegt geringfügig näher an 1.

Für Hochpegel-Anwendungen z.B. in einem Vorverstärker oder in Filtern reicht die Schaltung nicht nur vollkommen aus, sie klingt meist auch angenehmer als eine Operationsverstärkerschaltung.

Wie in den Bildern zu sehen, funktioniert die Schaltung mit einzelner Versorgungsspannung, kann aber auch mit Dualer symmetrischer Betriebsspannung verwendet werden. Bei gutem Transistormatching und sauberem Abgleich kann dann auf den Ausgangskondensator verzichtet werden.

 

In Vorverstärker und Filter-Anwendungen spielt die geringe Effizienz zumeist keine entscheidende Rolle. Um Kopfhörer oder gar Lautsprecher anzutreiben ist eine höhere Effizienz wünschenswert.

Um eine größere Effizienz zu erzielen muss die Stromquelle modulierbar sein und/oder es muss class-B Betrieb erlaubt sein. Letzteres lässt sich mit komplementären Transistoren leicht erreichen.

Bild 3
Bild 3

Die Schaltung in Bild 3 stellt zwar immer noch einen Single-Ended Emitterfolger dar, sie ist aber ein Zwischending auf dem Weg zum Push-Pull Buffer, da der Arbeitswiderstand nun eine gegensinnig modulierte Stromquelle ist.

Sie funktioniert so:

Für Gleichstrom ist C1 offen. Über R3/R2 bekommt der NPN eine konstante Vorspannung und arbeitet somit als Konstantstromquelle für den oberen NPN.

Unter Wechselstrombedingungen wird C1 leitend und der signalabhängige Spannungsabfall über R1 wird der Vorspannung an der Basis des unteren NPN überlagert. Der Strom wird somit signalabhängig moduliert. Da hier eine invertierende Schaltung vorliegt arbeiten oberer und unterer NPN gegensinnig Hand in Hand, auch Push-Pull Betrieb genannt. Es kann maximal der 2-fache Ruhestrom in die Last fliessen.

Die Schaltung muss aber im class-A Ruhestrom betrieben werden.

Die maximale Effizienz kann 50% erreichen.

Push-Pull Buffer (PP-Buffer)

Bild 4
Bild 4

Eleganter ist der Einsatz komplementärer Transistoren wie in Bild 4.

In class-A betrieben gilt für den maximalen Laststrom und die Effizienz das gleiche wie für die Schaltung aus Bild 3. Die komplementäre Schaltung kann aber auch im class-B Betrieb laufen. In diesem Fall nimmt man in Kauf, das jeweils einer der Transistoren pro Halbwelle des Signals sperrt.

Das Sperren, bzw. Aufsteuern des Partners erfolgt aber nie exakt synchron und spiegelbildlich, sodaß es zu 'Übernahmeverzerrungen' kommt. Das ist eine Verzerrungsart, die sich nicht durch Gegenkopplung bzw. Rückkopplung beseitigen lässt. Dafür kann die Effizienz sehr hoch werden (>>70%).

Typischerweise nutzt man diese Schaltung bei Vorhandensein zweier symmetrischer Betriebsspannungen. Der komplementäre Emitterfolger ist das Arbeitspferd in 95% aller Leistungsverstärker.

 

Diamond-Struktur

Bild 5
Bild 5

Die Erzeugung der Bias-Vorspannung erweist sich bei Leistungsverstärkern als nicht ganz triviale Aufgabe.

Im Hochpegelbereich ist es dagegen einfach.

Ein besonders gelungenes Beispiel stellt der Diamond-Buffer dar.

Im Prinzip handelt es sich um zwei hintereinander geschaltete komplementäre Emitterfolger.

Links in Bild 5 ist das Prinzipbild zu sehen.

Die Flussspannungen der Ube-Strecke der Eingangstransistoren dienen als Biasspannungen für die Ausgangstransistoren.

Die Widerstände R dienen als Strompfade für die Eingangs-Emitterfolger und versorgen die Ausgangs-Emitterfolger mit dem nötigen Basistrom.

Idealerweise sind die R Konstantstromquellen, da dann die Empfindlichkeit der Schaltung gegen Störungen auf den Betriebsspannungsleitungen gering ist. Die PSRR (Power Supply Rejection Ratio) wird groß.

Der rechte Teil von Bild 5 zeigt eine komplett dimensionierte Schaltung für symmetrische +-9V Versorgungsspannung.

Wir erkennen mit Q1 und Q4, bzw. Q2 und Q3 die beiden NPN-PNP Emitterfolger-Paare wieder. Die Widerstände R2, R3 sorgen für ausreichende Vorspannung, das die Transistoren Q3 und Q4, inklusive dem Spannungsabfall über ihre Emitterwiderstände R4 und R5, sicher aufgesteuert werden.

Die Kollektoren von Q1 und Q2 hängen nicht an der gegenüber liegenden Betriebsspannung, sondern an den gegenüber liegenden Emittern/Emitterwiderständen. Das senkt die Verlustleistung von Q1 und Q2 und wirkt durch die lokale Gegenkopplungsschleife Verzerrungen mindernd.

Die Stromquellen (Rs im linken Teil) sind durch weitaus stabilere Transistor-Stromquellen Q4/R7/D1/C1 und Q6/R8/D2/C2 gebildet.

Die roten LEDs D1 und D2 weisen aufgrund ihrer steilen Kennlinie eine ziemlich konstante Flußspannung auf, die sich sehr gut als Referenz für Stromquellen eignet. Zusätzliche Temperaturstabilität lässt sich erzielen, wenn die LEDs mit den jeweiligen Transistoren thermisch gekoppelt werden.

Mit den Kondensatoren C1 und C2 werden die ohnehin sehr rauscharmen LEDs zusätzlich entrauscht und stabilisiert.

Die Emitterwiderstände R4 und R5 (ebenso R2 und R3) linearisieren die Transistorkennlinien und verringern die Toleranzsensitivität der Schaltung gegen variiernde Transistorparameter.

C3 und C4 dienen als lokale Energiereservoirs.

Q1 bis Q4 sind hier die BC847BS und 857BS, Duale gematchte Transistoren von Diodes (Zetex). Es sind SOT363 SMD Varianten der bekannten BC550/BC560 (TO92).

Alternativen wären die Einzeltransistoren BC327/337 in TO92, bzw. BC807/817 als SOT23 SMDs (als BC807DS/817DS auch als Duale in SOT457).

Etwas exotischer wären die extrem rauscharmen Quads That340 von THAT Corp. die je 2 gematchte NPN und PNP Päärchen in einem Gehäuse (SO14) beherbergen.

Ebenfalls von Zetex sind die Ausgangstransistoren FZT651/751 in SOT223 SMD Gehäusen. Diese Transistoren müssen durchaus beträchtliche Verlustleistung verkraften können und es muss entsprechende Kühlkörperfläche vorgesehen werden.

Hervorragende Through-Hole Alternativen hierfür wären die die Toshiba 2SA1015/2SC1815 im TO92 Gehäuse oder die noch kräftigeren Hitachi 2SB649/2SD669 im TO126-Gehäuse. Für geringere Ansprüche tun es auch die älteren BD139/BD140.

 

Diese einfache Schaltung weist hervorragende Werte auf.

Alle Messwerte sind unbedenklich bis nah an der Nachweisbarkeitsgrenze. Sie lässt sich einfach an andere Betriebsspannungen und Leistungsanforderungen anpassen.

Sie ist geeignet als Hochpegel-Stufe oder Kopfhörer-Verstärker bis hin zu kleinen Leistungsverstärkern. Das im Gegensatz zu Operationsverstärkern nur sehr wenige Bauteile im Signalpfad liegen zahlt sich klanglich aus.

Bild 6
Bild 6

Die Schaltung lässt sich noch erweitern, um höhere PSRR zu erzielen, indem gegen die Versorgungsspannungen mit Stromspiegeln geblockt wird.

Man erkennt in den Transistorpaaren Q1a/Q2b und Q2a/Q1b die Diamond Struktur wieder. In Q2B/Q7 und Q1b/Q8 erkennt man die CFP-Struktur.

Q3a/b und Q4a/b sind als Stromspiegel geschaltete Stromquellen für die Eingangsstufe. Diese ihrerseits werden durch die degenerierte JFET Stromquelle mit J1/R14 angesteuert. An Stelle von J1/R14 reicht durchaus auch ein einfacher hochohmiger Widerstand, was Kosten reduziert und die Beschaffung vereinfacht.

Q5a/b und Q6a/b stellen ebenfalls Stromspiegel dar. Hier jedoch sind sie durch die unterschiedliche Emitterwiderstände auf entsprechend skalierte Ströme in den beiden Zweigen eingestellt.

Das zu R9 parallel Poti erlaubt einen feinfühligen Abgleich des Ausgangs-Offsets. Ein vollständig DC-gekoppelter Betrieb ist möglich.

Es können als Kleinleistungs-Transistoren bevorzugt duale Typen eingesetzt werden. Das gute Matching und die enge thermische Kopplung der zwei Transistor-Dies in einem Gehäuse ist für eine gute Funktion der Stromspiegel vorteilhaft.

Obwohl im Ausgangskreis höhere Ströme fliessen reichen auch hier die Kleinleistungstransistoren in den Stromspiegeln aus, da sie auf sehr geringer Kollektor-Emitter-Spannung köcheln und damit wenig Verlustleistung anfällt. Die maximale Aussteuerbarkeit sinkt nur unwesentlich und liegt nur ca. 1,5V unterhalb den Beriebsspannungen.

Da die Stromspiegel viel hochohmiger als Emitterwiderstände sind, können auch die Kompensationskondensatoren kleiner gewählt werden.

Die Verzerrungen sinken nochmals geringfügig.

Insgesamt verträgt die Schaltung auch qualitativ schlechtere Netzteile.

Wenn auch 14 (mit J1 15) Transistoren beteiligt sind, kann durch die Wahl Dualer SMD-Typen die Schaltung sehr kompakt aufgebaut werden.

Die SOT363 Gehäuse für Q1-Q6 sind max. 2,2x2,2mm groß. Der SOT23 J1 ist ca. 3x2,3mm groß.

Einzig die SOT223 Q7,8 sind mit ca. 6,5x7mm grösser und benötigen typischerweise ein paar cm² Kupferfläche auf der Leiterplatte zur Kühlung.

Es läst sich auch leicht ein DC-Servo integrieren, der die Ausgangsspannung unter allen Umständen auf 0V hält.

Oft findet man Servos, die das Korrektursignal unmittelbar in einen Signaleingang einspeisen. Einfache Servos weisen neben unvermeidlichem Rauschen auch störende Artefakte im Korrektursignal noch bis weit in den Audiobereich hin auf. Ein klassischer Verstärker oder Buffer in OP-Schaltung, verarbeitet zunächst nun dieses Korrektursignal mit voller openloop Verstärkung. Klangliche Einflüsse lassen sich so kaum vermeiden.

Es ist günstiger das Servosignal an einer Stelle einzuspeisen, die viel unempfindlicher reagiert. Ähnlich dem Abgleich durch das Poti P1 könnte das Korrektursignal in Form eines Stromes an den Emittern der Stromspiegel Q3 oder Q4 eingespeist werden. Ein auf 0V referenzierender OPAmp könnte einen Transistor ansteuern, der die Korrekturspannung in einen Korrekturstrom umsetzt und gleichzeitig die Level-Umsetzung von 0V auf das Emitter-Potential vornimmt.

 

Bild 7
Bild 7

Die Schaltung in Bild 7 ist wieder einfacher, erzielt aber aufgrund des Bootstrappings extrem niedrige THD-Werte. Das Bootstrapping bedeutet in diesem Fall, das die Basen von Q5 und Q6 um einen sehr konstanten Spannungswert unter, bzw. über der Spannung des Knotens R7/8/15/16 ´reiten´. Da sich die Ube der Transistoren selbst bei großen Stromänderungen durch Q5 und Q6 nur um wenige mV ändert, reiten auch die Emitter von Q5 und Q6 quasi auf der Ausgangsspannung. Das wiederum bedeutet, das sich die Kollektor-Emitterspannungen der vier Transistoren Q1-Q4 ebenfalls kaum ändern. Ebenso ändert sich die Spannung über den Widerständen R5 und R6 nur um wenige mV, statt des üblichen vollen Signalhubs. Dynamisch wird der Widerstandswert daher um ein vielfaches vergrößert. Das funktioniert so gut, das nahezu die selben Ergebnisse wie mit einer JFET Stromquelle  erzielt werden können.

Ein 22kOhm Widerstand könnte so dynamisch über 1MOhm erzielen. Mit den JFETs ist das Ergebnis nochmal besser, da deren Innenwiderstand bereits ohne Bootstrapping im niedrigen MOhm Bereich liegen kann. Allerdings kostet deren Einsatz Headroom, da ihre Drain-Source Spannung abgezogen werden muss.. Und die sollte den etwa zweifachen Wert der Gate-Source Spannung nicht unterschreiten. Das liesse sich ausgleichen, indem die JFET-Stromquellen nicht auf die Emitter von Q5/Q6 geführt werden, sondern zu den Versorgungsspannungen.

Würden statt dessen die Widerstände dorthin geführt verlöre man den dynamischen Widerstand-Steigerungs-Effekt, was unmittelbar in deutlich höheren Verzerrungen resultierte.